高频变压器箔绕组并联损耗分析：part5

本篇是全波整流变压器，磁芯与part1~part4中一样，磁芯无气隙，每层绕组仍是0.2mm*26.5mm铜箔。原边4层串联；副边有2个绕组，每个绕组是4层并联；共12层绕组，3D视图如下，从内到外依次是Layer1~Layer12。

绕组模型与part1~part4中是一样的处理，每层绕组是一个闭合的同心矩形筒，由外电路来设置绕组的串并联连接。共如下6种绕组结构。

每种结构的绕组连接关系，对应如下外电路。原边激励电流流进同名端（正方向）时副边S1流过电流（同名端流出，为负方向）； 原边 激励电流 流出同名端（负方向 ） 时副边 S2 流过电流 （同名端流进，为 正 方向 ） 。

方案1，

方案2

方案3

方案4

方案5

方案6

外电路是spice内核，方案6的外电路spice网表如下，其中二极管模型中“n”参数设置成0.01，表示二极管导通压降极小

瞬态场分析，原边为正弦电流激励，电流频率500kHz，电流幅值5A，仿真时间8us，步长20ns（一个正弦周期100点），保存7us~8us的场图。瞬态场结束后整理各方案的总绕组损耗结果如下表。方案6绕组损耗最小，方案6是完全对称而且均流的结构。根据part1中画MMF的方法，可以得出方案6各层两侧的磁场强度波动也是最小的。

6us~8us（第4个正弦周期，已经稳定）的总绕组损耗时间波形对比如下。

接下来看看各方案层电流情况，时间6us~8us。6us~7us原边激励电流为负方向，这时S2流过 净电流 而S1无 净电流 ； 7us~8us 原边激励电流为正方向，这时S1流过 净 电流 而S2无 净 电流 。

方案1

6us~7us时，S1的4个绕组中居然出现了负电流，甚至在7us~8us时间段S1绕组中都有电流流过；在7us~8us本应该是S2绕组流过正电流，也有类似的情况！这是为什么？原因是绕组邻近效应！

将各层电流进行组合，原边4层电流因为是串联保持独立，S1绕组4层是并联将S1的4层电流相加，S2的4层电流也相加，得到如下结果。

Layer1、Layer2、Layer11、Layer12这4层是原边，重叠在一起后是绿色线，电流为一个周期的完整正弦，因为原边是4层串联，因此原边4层绕组电流完全一样。

S1的4层（ Layer3、Lay er4、Layer5、Layer6 ）电流相加后是蓝色线，在6us~7us电流是0，说明这段时间虽然S1不同层有电流但4层总电流还是0，也就是6us~7us这段时间S1各层的电流是在S1各层之间环流（不经过S1的二极管），这就是邻近效应带来的损耗。

S2 的 4层（ Layer7、Lay er8、Layer9、Layer10 ） 电流相加后是橙色线，在6us~7us电流是正方向。 在7us~8us电流是 0， 说明这段时间虽然S2不同层有电流但4层总电流还是0，也就是7us~8us这段时间S2各层的电流是在S2各层之间环流（不经过S2的二极管），这也是邻近效应 带来的损耗 。

方案2，和方案1的各层电流波形有较大差异，但在500kHz下，绕组损耗与方案1相当。

方案3

方案4，这个方案仅是将方案3最中间的一层P挪动下位置，损耗就有比较明显的降低。如果再将方案4最中间的另一层P也挪动到对应位置（挪动后4层S2位于最中间），损耗是否会继续降低呢？至少S2的总损耗是可以降低的。因为当S1流过净电流时，S2的四层两侧磁场强度都是0。

方案5，和方案3的各层电流波形有较大差异，但在500kHz下，绕组损耗与方案3相当。

方案6，这是理论上完全均流的绕组结构，瞬态场分析结果验证了这一点，均流效果很好。

截面上，各层绕组的电流密度分布如下，列出3个时间点，7.5us（波峰）、7.72us（半腰）、8us（过零点），三个 时间点均是在原边激励的正方向，因此S1流过净电流。

方案1

方案2

方案3

方案4

方案5

方案6，波峰和半腰，S2中的涡流相对S1和P比例很小，但过零点 S2中的 涡流相对 S1和 P 比例就很大了。这是因为过零点激励电流的斜率最大，等效高频更高。

方案6的 场图如下

截面H场矢量，波峰

截面B场幅度，波峰

磁芯表面B场幅度，过零点

过零点处截面电流密度

波峰处最内层和最外层 绕组 的表面电流密度